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  • 交錯(cuò)并聯(lián)全橋LLC電路的工作原理介紹
    • 發(fā)布時(shí)間:2024-08-13 18:29:44
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    交錯(cuò)并聯(lián)全橋LLC電路的工作原理介紹
    該電路一般用于輸入線電壓為380V的三相整流模塊的DC-DC變換電路。對(duì)于此類整流模塊,母線電壓一般在800V左右。如果DC-DC變換電路依舊采用單個(gè)的兩電平LLC電路,DC MOS管必須采用1200V耐壓的MOS管。當(dāng)前市面上這種MOSFET較少,且價(jià)格都很貴。另外,常規(guī)的1200V高壓MOSFET,其導(dǎo)通電阻比600V MOSFET的Rds(on)高,不容易實(shí)現(xiàn)高效率的要求。選擇ISOP交錯(cuò)并聯(lián)LLC拓?fù)?,就可以繼續(xù)采用600V的MOS管,型號(hào)豐富,成本低,且模塊效率高。
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖1 交錯(cuò)并聯(lián)全橋LLC拓?fù)渲麟娐?/div>
    如圖1所示,該拓?fù)溆?個(gè)全橋LLC電路(LLC1和LLC2)組成。其中,LLC1由
    Cp/Q1~Q4/Cr1/Lr1/Tr1/D1~D4組成,LLC2由Cn/Q5~Q8/Cr2/Lr2/Tr2/D5~D8組成。LL1和LLC2在變壓器原邊串聯(lián),在變壓器副邊并聯(lián),組成ISOP結(jié)構(gòu)。
    圖1中,Q1-Q8的驅(qū)動(dòng)電壓為Vgsa/Vgsb/Vgsc/Vgsd。四個(gè)驅(qū)動(dòng)電壓的頻率相同,占空比均為0.475(PFM態(tài)時(shí),考慮500ns死區(qū))。在控制上,Vgsa/Vgsb為互補(bǔ)發(fā)波,Vgsc/Vgsd為互補(bǔ)發(fā)波。LLC1的PWM發(fā)波,比LL2要超前或滯后1/4個(gè)PWM周期,以達(dá)到交錯(cuò)控制的目的。超前1/4個(gè)周期時(shí)的發(fā)波情況如圖2所示。
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖2 ISOP交錯(cuò)并聯(lián)全橋LLC拓?fù)涞陌l(fā)波情況
    與圖2中的發(fā)波對(duì)應(yīng),流過LLC1諧振電感的電流,要比流過LLC2諧振電感的電流超前90度。通過整流后,兩路LLC的副邊整流二極管輸出電流,相位相差了90度。實(shí)際副邊整流出來的總電流波形,是兩個(gè)LLC副邊整流波形之和。仿真得出的整流二極管輸出電流的仿真波形如圖3紅色波形所示。
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖3 單邊LLC和整個(gè)拓?fù)涞母边呎鞫O管輸出電流波形情況
    圖3中,is_llc1和is_llc2分別為LLC1的副邊二極管輸出電流波形,is該拓?fù)涞母边呎鞫O管輸出的總電流。在任何時(shí)刻,is的值等于is_llc1和is_llc2之和。從圖中可見,相較于單路LLC的副邊電流波形,交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞贸龅母边呺娏鞑ㄐ?,其電流紋波小得多。因而,可以省掉輸出差模電感,降低輸出濾波器的體積,進(jìn)一步提高效率。
    這里以fs>fr為例,來說明交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞墓ぷ鬟^程。圖5是267.5V/滿載輸出時(shí)的DCDC拓?fù)浞抡娌ㄐ巍?br /> 交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖5 267.5V/滿載輸出時(shí)的DCDC拓?fù)浞抡娌ㄐ?/div>
    圖5中,i_lr_llc1和i_lr_llc2分別為流過LLC1和LLC2諧振電感的電流,i_lm_llc1和i_lm_llc2分別為流過LLC1和LL2主變勵(lì)磁電感的電流,is_llc1和is_llc2分別為LLC1和LLC2副邊整流二極管輸出的電流;is為所有副邊二極管輸出的總電流。下面分模態(tài)描述交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞墓ぷ鳡顟B(tài)。
    Model 1(T0-T1):
    對(duì)于LLC1,T0時(shí)刻,Q2/Q3關(guān)斷,原邊電流沿著Q1/Q4的反向體二極管續(xù)流。在T0-T1期間,原邊諧振電流i_lr_llc1大于主變的勵(lì)磁電感電流i_lm_llc1,i_lr_llc1給母線電容/勵(lì)磁電感充電,同時(shí)向副邊提供能量,副邊的D2/D3導(dǎo)通。i_lr_llc1作為提供能量的源頭,電流快速下降,而i_lm_llc1依舊在線性上升。
    對(duì)于LLC2,T0-T1時(shí)間段內(nèi),都是Q2/Q3導(dǎo)通,D6/D7導(dǎo)通,原邊向副邊傳遞能量。
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖6 T0-T1時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
    Model 2(T1-T2):
    對(duì)于LLC1,到T1時(shí)刻,i_lr_llc1下降到等于i_lm_llc1,此時(shí)副邊的D2/D3過零關(guān)斷。在T1-T2期間,勵(lì)磁電感電流i_lm_llc1線性下降,勵(lì)磁電感給副邊提供能量,D1/D4導(dǎo)通。由于Lm不參與諧振,原邊電流依舊按照諧振頻率的正弦波形下降,通過Q1/Q4的體二極管給母線電容充電,并將Q1/Q4對(duì)應(yīng)的Cds體電容反向充至0V,將Q2/Q3的體電容充至母線電壓。
    對(duì)于LLC2,T1-T2時(shí)間段內(nèi),都是Q2/Q3導(dǎo)通,D6/D7導(dǎo)通,原邊向副邊傳遞能量。
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖7 T1-T2時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
    Model 3(T2-T3):
    對(duì)于LLC1,到T3時(shí)刻,Q1/Q4開通。由于此時(shí)諧振電流依舊為負(fù),Q1/Q4的體二極管在續(xù)流,Q1/Q4實(shí)現(xiàn)零電壓開通(ZVS)。在T2-T3期間,勵(lì)磁電感Lm一直在向副邊傳遞能量,不參與諧振。原邊電流依舊按照諧振頻率的正弦波形變化。
    對(duì)于LLC2,T2-T3時(shí)間段內(nèi),都是Q2/Q3導(dǎo)通,D6/D7導(dǎo)通,原邊向副邊傳遞能量。
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖8 T2-T3時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
    Model 4(T3-T4):
    LLC1的工作狀態(tài),類似于Model 1的LLC2的工作模態(tài),但開關(guān)管狀態(tài)與之對(duì)稱,如下圖所示;
    LLC2的工作模態(tài),和Model 1的LLC1的工作模態(tài)相同;
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖9 T3-T4時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
    Model 5(T4-T5):
    LLC1的工作狀態(tài),類似于Model 1的LLC2的工作模態(tài),但開關(guān)管狀態(tài)與之對(duì)稱,如下圖所示;
    LLC2的工作模態(tài),和Model 1的LLC1的工作模態(tài)相同;
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖10 T4-T5時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
    LLC1的工作狀態(tài),類似于Model 1的LLC2的工作模態(tài),但開關(guān)管狀態(tài)和電流流向與之對(duì)稱,如下圖所示;
    LLC2的工作模態(tài),和Model 1的LLC1的工作模態(tài)相同;
    交錯(cuò)并聯(lián)全橋 LLC電路
    圖11 T5-T6時(shí)間段內(nèi)的電流流向示意圖
    至于T6-T7/T7-T8/T8-T9的工作模態(tài),分別與Model1/Model2/Model3類似,但全部開關(guān)管狀態(tài)和電流流向與之對(duì)稱;T9-T10/T10-T11/T11-T12的工作模態(tài),分別與Model4/Model5/Model6類似,但全部開關(guān)管狀態(tài)和電流流向與之對(duì)稱。這里不再詳細(xì)分析。
    從上述波形和分析可知,LLC1和LLC2確實(shí)是各自獨(dú)立工作,互不影響。
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