二極管因為具有整流特性而用來產(chǎn)生直流電壓，并且只要存在二極管，其所產(chǎn)生的直流電壓便與交流和 RF 信號電平成比例。
今天為大家分享的內(nèi)容把基于二極管的 RF 和微波產(chǎn)品與集成電路替代產(chǎn)品相對比。
基于二極管的分立式 RF 檢波器
圖 1 顯示的是一個廣泛使用的、基于二極管的 RF 檢波電路原理圖?？梢园阉闯梢粋€帶有輸出濾波的簡易半波整流器。輸入信號的正半周期正向偏置肖特基二極管，進而對電容充電。在負半周期時，二極管反向偏置，導致電容上的電壓處于保持狀態(tài)，產(chǎn)生與輸入信號成比例的直流輸出。為了在輸入信號下降或關斷時讓此電壓下降，采用電阻與電容的并聯(lián)組合來提供放電路徑。
圖 1. 基于二極管的肖特基 RF 檢波器
圖 2 顯示了此電路的傳遞函數(shù)。輸入功率以 dB 為單位調(diào)整，輸出電壓以對數(shù)垂直刻度表示。觀察 25°C 傳遞函數(shù)，發(fā)現(xiàn)曲線上有兩個不同的工作區(qū)間。稱為線性區(qū)間的區(qū)域為輸入范圍的頂端 (約 15 dBm) 到大約 0 dBm。術語“線性區(qū)間”是由于該區(qū)域內(nèi)的輸出電壓與輸入電壓大致成比例而得名。
圖 2. 基于二極管的肖特基 RF 檢波器傳遞函數(shù)
0 dBm 以下是所謂的平方律區(qū)域。在此區(qū)域內(nèi)，輸出電壓大致與輸入電壓的平方成比例。這導致曲線的斜率較高。
圖 2 還顯示了–40°C 和+85°C 溫度下的電路輸出電壓與輸入功率傳遞函數(shù)的關系。它表明 0 dBm 以下的功率電平偏差較大。這使得器件在溫度變化稍大的應用中變得不穩(wěn)定。
有一些技術可在某種程度上緩解溫度漂移。這些技術包括引入第二個參考二極管作為電路的一部分，或者作為獨立電路，具有獨立的輸出。參考二極管的溫度漂移與主二極管匹配。通過減法處理（模擬域或數(shù)字域，具體根據(jù)電路結(jié)構決定），可在一定程度上消除漂移。
圖 3 顯示了 ADL6010——一款基于二極管的集成式肖特基檢波器，具有大量的創(chuàng)新特性——在 25 GHz 時的傳遞函數(shù)。作為信號處理的一部分，輸入信號通過一個僅在信號低于特定功率電平時才執(zhí)行平方根操作的電路。躍遷點故意設置為等于二極管從平方律區(qū)間躍遷至線性區(qū)間的功率電平。因此，二極管的平方律效應得以消除，而兩個區(qū)間的傳遞函數(shù)也不如圖 1 那么明顯了。
圖 3. 25 GHz 時集成式肖特基二極管檢波器的輸出電壓與輸入功率和線性度誤差的關系
圖 3 還顯示了從–55°C 到+125°C 范圍內(nèi)各種溫度的傳遞函數(shù)曲線。另外，還標出了傳遞函數(shù)隨溫度發(fā)生的變化。將 25°C 傳遞函數(shù)的線性回歸作為基準，以 dB 為單位標出每一溫度下的誤差。由于集成式溫度補償電路和平方律消除電路的作用，可以看到在輸入的絕大部分范圍內(nèi)，線性度和溫度漂移產(chǎn)生的誤差大約為±0.5 dB。
ADC 接口
雖然有時候會在模擬電源控制環(huán)路中使用 RF 和微波檢波器，但更普遍的是構建一個數(shù)字電源控制環(huán)路，如圖 4 所示。在這些應用中，功率檢波器的輸出采用模數(shù)轉(zhuǎn)換器進行數(shù)字化處理。在數(shù)字域中，使用來自 ADC 的碼來計算功率電平。一旦獲得了功率電平，系統(tǒng)就會作出響應，按需調(diào)節(jié)傳輸功率。
圖 4. 典型的數(shù)控 RF 功率控制環(huán)路
雖然此環(huán)路的響應時間只在較少程度上依賴于檢波器響應時間，但 ADC 采樣速率和功率控制算法速度的影響會大得多。
環(huán)路測量以及精確設置 RF 功率電平的能力受一系列因素影響，包括 RF 檢波器的傳遞函數(shù)和 ADC 分辨率。為了更好地理解這一點，讓我們進一步看看檢波器的響應。圖 5 將基于二極管的檢波器 ADL6010 在 20 GHz 時的響應與微波對數(shù)放大器 HMC1094 進行對比。對數(shù)放大器具有線性 dB 的傳遞函數(shù)，其輸入功率的 1 dB 變化始終導致輸出端具有相同的電壓變化(大約–50 dBm 至 0 dBm 的線性輸入范圍)。相比之下，在橫軸采用 dB 刻度以及線性縱軸用于輸出電壓的情況下，諸如 ADL6010 等基于二極管的檢波器具有指數(shù)形式的傳遞函數(shù)。
圖 5. 線性 dB 對比
由于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)單位為位 / 電壓，這意味著以 dB/ 位表示的系統(tǒng)分辨率會隨著輸入功率的下降而不斷下降。圖 5 中的曲線還顯示了位 /dB 分辨率，可由 ADL6010 以 5 V 滿量程電壓驅(qū)動一個 12 位 ADC 實現(xiàn)(為了方便查看，該曲線以對數(shù)副軸標記刻度)。在器件功率范圍的低端約–25 dBm 處，遞增斜率約為每 dB2 位，從而使分辨率約為 0.5 dB/ 位。這表示一個 12 位 ADC 足以在滿量程范圍內(nèi)精確解析 ADL6010 輸出。
隨著 RF 輸入功率的增加，以位 /dB 為單位的遞增斜率將在 15 dBm 的最大輸入功率下穩(wěn)步上升至大約 300 位 /dB 的最大值。這對于 RF 功率控制應用而言是有價值的；當系統(tǒng)達到最大功率時，這類應用的精度性能至關重要。RF 檢波器用來測量和控制高功率放大器(HPA)是一個非常典型的應用場景。在那些經(jīng)常需要控制功率以防 HPA 過熱的應用中，以最大功率進行高分辨率功率測量具有極大的價值。
相比之下，圖 5 中的 HMC1094 對數(shù)放大器傳遞函數(shù)還顯示出它在線性工作范圍內(nèi)的斜率不變。這意味著若要實現(xiàn)遠低于 1 dB 的分辨率，則使用較低分辨率的 ADC (10 位甚至 8 位)就足夠了。
在圖 6 顯示的應用電路中，ADL6010 與 AD7091 對接，后者是一個 12 位精密 ADC，采樣速率最高為 1 MSPS。該 ADC 內(nèi)置 2.5 V 基準電壓源，可設置滿量程輸入電壓。由于 ADL6010 檢波器可達到的最大電壓約為 4.25 V，使用一個簡單的電阻分壓器便可將該電壓向下調(diào)節(jié)，從而使其永不超過 2.5 V。這種調(diào)節(jié)可以在沒有運算放大器緩沖器的情況下完成部署。輸入功率范圍下限處可以實現(xiàn)的 dB/ 位分辨率與上文示例類似(即大約 0.5 dB/ 位)。
圖 6. 集成式微波功率檢波器與精密 ADC 接口
結(jié) 論
與分立式部署相比，集成式 RF 和微波檢波器具有眾多優(yōu)勢——
集成式溫度補償電路提供即用型輸出電壓，其在寬溫度范圍內(nèi)可以穩(wěn)定在±0.5 dB 左右；
使用內(nèi)部平方根函數(shù)可以有效消除低輸入功率電平時的平方律特性，這樣便可具有單個線性傳遞函數(shù)，使器件校準更為方便；
集成式檢波器的緩沖輸出可以直接驅(qū)動 ADC，不必擔心負載會影響計算精度。（選擇和設計 ADC 時必須仔細，以便在低輸入功率下具有足夠的位 /dB）冊。
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