隨著高速功率MOSFET生產技術的迅速發(fā)展，MOSFET的工作頻率越來越高，驅動方式越來越安全，而且價格也越來越低。因此，近年來市場上大量出現了應用于各種家用電器和工業(yè)用報警器的開關功率放大器。與線性功率放大器相比，雖然開關功率放大器 的電路稍微復雜，但它的效率很高，可以減小散熱片的大小，甚至可以不使用散熱片，因此可大幅地減小產品的體積。在常見的開關功率放大器中，MP7720可在最大工作電壓24V的情況下可輸出20W功率，TDA7481可在最大工作電壓±18V情況下輸出18W功率，而STA510可在最大工作電壓60V的情況下輸出100W功率。這些集成芯片一般在輸出部分采用2個或4個N溝道MOSFET驅動，因此其內部電路較復雜，而且其價格也很高。所以應用于專業(yè)音響設備時雖不存在任何問題，但是應用于一般的工業(yè)用報警器 時卻或多或少存在一些問題。

本文采用通用集成芯片TL494把模擬信號轉換成PWM(脈寬調制)信號，并在輸出部分采用N溝道MOSFET和P溝道MOSFET構成開關功率放大器。TL494廣泛應用于半橋式開關電源，它具有工作頻率和工作電壓高、控制方式多、價格低廉等優(yōu)點。輸出部分在上下兩端各自采用N溝道MOSFET和P溝道MOSFET構成獨特的驅動方式來驅動，負載的另一側連接到半橋方式的電容器，因此具有整體電路簡單、工作狀態(tài)穩(wěn)定、價格低廉等特點，應用于工作頻率低于10kHz、功率在15W～50W的工業(yè)用報警器時可提高產品的競爭力。

1.TL494介紹

TL494是一種開關電源脈寬調制(PWM)控制芯片。多年來，作為最廉價的雙端PWM芯片，TL494在雙端拓撲，如推挽和半橋中應用極多。由于其較低的工作頻率以及單端的輸出端口特性，它常配合功率雙極性晶體管(BJT)使用，如用于配合功率MOSFET則需外加電路。TL494工作在7V~40V的寬電壓范圍內，最大工作頻率為200kHz，內部具有鋸齒波發(fā)生器、PWM發(fā)生器和滯后時間調整功能。

2.方案設計

圖1是基于TL494的開關功率放大器的框圖。電路設計的關鍵是占空比調節(jié)電路、輸入信號壓縮電路和MOSFET驅動電路。

圖1 TL494構成的開關功率放大器框圖

2.1占空比調節(jié)電路

占空比是PWM信號調制時提高電壓利用率的關鍵。因為TL494是開關電源用集成芯片，所以在其內部把最小滯后時間設定為0.1V電壓。最大占空比在發(fā)射級輸出時約為96%。圖2所示為輸入部分和PWM信號調制的部分電路。

圖2 信號輸入部分和PWM發(fā)生器

在圖2中，當C4=1000pF，R4=24k時，工作頻率約為78kHz。如果沒有占空比調節(jié)電路D8、D17、R23，則因為內部滯后時間比較器的比較點為0.1V，所以最小導通時間約為1.52μs，最小占空比為D=1.52/13≈12%。因此，PWM時電壓利用率將下降。如果使用D8、D17、R23，則會在鋸齒波發(fā)生用的電容器C4的E點產生0.82V的偏置電壓，把鋸齒波的起點從原來的0V提高到0.82V。因此導通時間減小到0.64μs，最小占空比減小到D=0.64/13≈4.9%，可明顯地提高電壓利用率。圖3是無占空比調節(jié)電路時輸出波形，圖4是有占空比調節(jié)電路時輸出波形。

圖3 無占空比調節(jié)電路時輸出波形

圖4 有占空比調節(jié)電路時輸出波形

2.2輸入信號壓縮電路

因為報警器的輸入信號變化范圍較大，所以需要將幅度較大的信號按一定比例壓縮。在圖2中，R6、R16、D10、D11構成輸入信號壓縮電路，其關鍵是利用了二極管的輸入特性。圖5示出其輸入特性，其中D10和D11并聯(lián)，可在正負兩個方向壓縮信號。

圖5 輸入信號壓縮電路的輸出特性

壓縮比取決于R6、R16的值，其值越大，壓縮比越大。調整R6、R16的值，設定壓縮信號的變化范圍為-0.82V~0.82V，則變化量是1.64V。見圖4，鋸齒波電壓變化范圍是0.82V~3.25V，所以TL494內部誤差放大器的輸出信號變化范圍是2.43V。內部誤差放大器的增益取決于R7和R20，調整其值，當壓縮信號的變化量在1.64V時，將內部誤差放大器的輸出信號變化范圍設定為2.43V即可。警報器大都使用高音揚聲器，因此可大幅度降低振幅較大的低音。

2.3MOSFET驅動電路

P溝道MOSFET采用IRF9540，具有最大工作電壓100V、最大工作電流18A、VGS電壓5V~15V時飽和等特性。N溝道MOSFET采用IRF540，具有最大工作電壓100V、最大工作電流27A、VGS電壓5V~15V時飽和等特性。驅動三極管Q3采用NPN型C8050，Q7采用PNP型C8550。這兩種驅動三極管都具有最大工作電壓30V、最大工作電流1A、VBE為12V的特性。圖6為MOSFET驅動電路。

圖6 MOSFET驅動電路

圖7所示為MOSFET驅動原理波形。當A點的脈沖電壓為低時，電流通過穩(wěn)壓二極管D7和三極管Q3的反偏形成VGS電壓，QH導通。當A點的脈沖電壓為高時，電流通過穩(wěn)壓二極管D9和三極管Q7的反偏形成VGS電壓，QL導通。圖7示出了詳細的驅動波形，其中脈沖電壓為低時，其電壓低于VL才能使QH導通，脈沖電壓為高時，其電壓高于VH才能使QL導通。從VL變化到VH需要一定時間，這時會出現QH和QL同時截止的狀態(tài)，因此，脈沖變化過程很安全。

圖7 MOSFET驅動原理波形

QH和QL的VGS由下式決定：

式中：VGS為MOSFET的驅動電壓;VC為電源電壓;VD為穩(wěn)壓管D7和D9的穩(wěn)壓電壓(一般使用相同的穩(wěn)壓管);VBE為C8050和C8550的反擊穿電壓。

圖8是實測的驅動波形。脈沖電壓從低到高變化過程中，QH和QL同時截止的時間約為100~300ns。

圖8 實測的驅動波形

2.4輸出部分工作原理

如圖6所示，輸出部分由QH、QL和L3、C8、C5、C7構成。輸出電壓經過L3、C8濾除高頻波后傳送到負載。一般在輸出端采用一個電解電容器，但本電路采用C5和C7構成半橋方式，然后將其中點連接到負載。這種連接方式的優(yōu)點是兩個電容器既為輸出信號的傳送通路(此時電容值是兩個電容的并聯(lián)值)，同時也對電源具有濾波作用(此時電容值是兩個電容的串聯(lián)值)，而且把電容器的內壓降低一半。

3.實驗結果

表1所示為輸入電壓為35V、工作頻率為78kHz時使用不同穩(wěn)壓值的穩(wěn)壓二極管時的靜態(tài)電流。

從表1可以看出，穩(wěn)壓二極管的穩(wěn)壓值為0V、5V時VL和VH導通點的距離太近，同時導通時間太長，有較大的靜態(tài)電流，而20V時雖然電流較小，但MOSFET嚴重發(fā)熱。從表1可知，工作電壓為35V時穩(wěn)壓二極管的選取范圍是7.5V~15V。

結語

實驗結果表明，把TL494的PWM信號用于N溝道MOSFET和P溝道MOSFET，構成獨特驅動方式的開關功率放大器克服了兩個功率MOSFET同時導通的缺點，具有理想的驅動波形，效率大于95%，帶寬良好且價格低廉，完全滿足工業(yè)用報警器的要求。而且在18W輸出功率下，與TDA7481構成的功率放大器相比，無多大差別，而且基本上沒有發(fā)熱現象，可以去除散熱片。若要獲得更大輸出功率，只需把工作電壓提高到35V以上，并配上適當的穩(wěn)壓二極管即可。
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