半橋、全橋和LLC的電源系統(tǒng)以及電機控制系統(tǒng)的主功率MOSFET、同步Buck變換器的續(xù)流開關管、以及次級同步整流開關管，其體內(nèi)寄生的二極管都會經(jīng)歷反向電流恢復的過程。功率MOSFET的體二極管的反向恢復性能和快恢復二極管及肖特基二極管相比，其反向恢復速度要低很多，反向恢復電荷也要大很多，因此反向恢復的特性較差。這樣，導致二極管的開關損耗增加，降低系統(tǒng)的效率，同時，也會產(chǎn)生較高的振鈴，影響功率MOSFET的安全工作 。功率MOSFET數(shù)據(jù)表中，通常給出了一定條件下的Qrr和反向恢復的時間，并沒有給出和實際應用相關的、在不同的起始電流和不同的電流下降斜率下，對應的反向恢復特性，本文就討論這些問題并做詳細的分析。

MOSFET的結構及反向恢復波形分析

溝槽Trench型N溝道增強型功率MOSFET的結構如圖1所示，在N-epi外延層上擴散形成P基區(qū)，然后通過刻蝕技術形成深度超過P基區(qū)的溝槽，在溝槽壁上熱氧化生成柵氧化層，再用多晶硅填充溝槽，利用自對準工藝形成N+源區(qū)，背面的N+substrate為漏區(qū)，在柵極加上一定正電壓后，溝槽壁側的P基區(qū)反型，形成垂直溝道。由圖1中的結構可以看到，P基區(qū)和N-epi形成了一個PN結，即MOSFET的寄生體二極管。

圖1 MOSFET內(nèi)部結構

圖2 反向恢復波形

當體二極管外加正向電壓VF時，正向電壓削弱了PN結的內(nèi)電場，漂移運動被削弱，擴散運動被增強，擴散和漂移的動態(tài)平衡被破壞。結果造成P區(qū)的空穴（多子）流向N區(qū)，N區(qū)的電子(多子）流向P區(qū)，如圖1中箭頭所示。進入P區(qū)的電子和進入N區(qū)的空穴分別成為該區(qū)的少子。因此，在P區(qū)和N區(qū)的少子比無外加電壓時多，這些多出來的少子稱為非平衡少子。這些非平衡少子，依靠積累時濃度差在N區(qū)和P區(qū)進行擴散?？昭ㄔ贜區(qū)擴散過程中，同N區(qū)中的多子電子相遇而復合，距離PN結邊界越遠，復合掉的空穴就越多。通常把正向導通時，非平衡少數(shù)載流子積累的現(xiàn)象叫做電荷存儲效應。

當體二極管施加反向電壓時，P區(qū)存儲的電子和N區(qū)存儲的空穴不會馬上消失，它們將通過兩個途徑逐漸減少：

a.在反向電場作用下，P區(qū)電子被拉回N區(qū)，N區(qū)空穴被拉回P區(qū)，形成反向漂移電流；

b.與多數(shù)載流子復合。

通過圖2可以很好地說明整個反向恢復的過程。

a.T0～T1階段，PN結處于正向偏置，即勢壘區(qū)仍然很窄，PN結的電阻很小，二極管的正向電流以一固定的di/dt逐漸減小，di/dt的大小由外電路決定；

b.T1～T2階段，二極管的存儲電荷在反向電壓的作用下開始掃出，但PN結仍未形成耗盡層，反向電流由掃出的過量電荷維持。因此二極管不能承受反向電壓，電流仍以di/dt速率下降；

c.T2～T3階段，PN結處等離子濃度衰減為0，即在PN結處形成耗盡層，PN結開始承受反向電壓。由于二極管反向電壓的上升，導致了反向恢復電流的di/dt逐漸減??；在T3時刻，二極管電壓達到VDC，di/dt降到0，掃出電流達到最大值，即IRR；

d.T3～T4階段，反向電流由從等離子區(qū)擴散到耗盡層的載流子維持，由于等離子的持續(xù)耗散，在空間電荷區(qū)的邊緣過量電荷濃度的梯度逐漸減小，導致T3后的反向電流將減小。由于負di/dt的存在，二極管上的反向電壓將會出現(xiàn)超調(diào)，當電流降為0時，反向電壓將會達到最大值。T4之后，回路進入了RLC自由振蕩階段。

反向恢復中的di/dt分析

圖3 反向恢復仿真電路

由于di/dt直接影響了反向恢復電流IRR的大小，因此分析di/dt的變化對實際應用將會很有意義。為分析影響di/dt大小的因素，設計了圖3所示的電路。其中U2為被測器件，U1為開關管，為電感提供電流以及為U2提供反向電壓，L1為線路的寄生電感，L2為負載電感，用來提供正向電流IF。

電路工作過程如下，當U1導通時，電感L2的電流上升，其峰值電流為mosfetshi1.jpg，當U1關斷時，L2的電流經(jīng)U2的體二極管續(xù)流，此電流即為二極管的正向導通電流IF。當U1再次打開時，VDC通過L1、U1施加正向電壓于U2的體二極管，使其進入反向恢復階段。

1 T2時刻之前的di/dt分析

在T2時刻之前，U2的體二極管反向導通電阻很小，可以忽略不計，因此根據(jù)回路的KVL方程可得

  (1)

由式（1）可知，di/dt由三個因素決定，即VDC，VDS(U1)，L1。VDC越高，VDS(U1)、L1越小，di/dt就越大。下面通過三個試驗來研究di/dt的變化情況。

試驗1：改變寄生電感

由于回路的寄生電感L1改變比較困難，所以通過仿真的方法來驗證di/dt的變化情況。圖4為L1為不同電感值的仿真結果，可以看到，電感值越小，di/dt越大，反向恢復電流IRR也越大。

圖4 不同L1的反向恢復仿真波形

試驗2：改變U1的開通速度

通過控制U1的柵極電容C1來改變U1的開通速度同樣也可以改變電流變化率di/dt，這是因為U1的開關速度改變了VDS(U1)的變化率。圖5為改變柵極電容的實際測試結果，可以看到隨著Cgs的減小，U1的開通速度變快，di/dt變大，反向恢復電流IRR也會變大。但U1的開關速度對di/dt的影響是有限的，因為VDS(U1)對di/dt的影響僅僅是在U1的開通期間（即di/dt變化的初期），當U1完全開通后，di/dt僅由回路的寄生電感L1決定。
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